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  • 共著:「次世代センサハンドブック」培風館(2008)、「マイクロセンサ工学」技術評論社(2009.8)
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  • 単独著
    アナログ電子回路設計入門 (1994.12)、コロナ社: 実践アナログ回路設計・解析入門 (2005.1)、日刊工業: オペアンプ基礎回路再入門 (2005.7)、日刊工業: ダイオード・トランジスタ回路入門 (2005.12)、日刊工業: スイッチングコンバータ回路入門 (2006.9)、日刊工業: これならわかるアナログ電子回路基礎技術 (2007.6)

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  • 電源を含む精密アナログ電子回路の設計・開発、およびその教育、技術指導。センサ・アクチュエータシステムの構築。電子機器の不良解析指導および再発防止指導。解析主導型設計の推進と回路シミュレータの実践的活用指導。技術的側面からのプロジェクト管理指導。

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2008年1月

2008年1月31日 (木)

インダクタンスの測定1

インダクタンスの測定には高価なインピーダンスメーターが必要であると思っている方は多いが,通常の実験過程でもインダクタンスは測定できる。

抵抗成分Rをあらかじめ測定しておき,R’の抵抗を接続し,電圧のステップを与えて,一次遅れの応答の63%点を観測するのである。Lの内部抵抗Rと外部抵抗の比からステップの幅が判明し,時定数は(R+R’)Lからインダクタンスの値を測定できる。

この方法はファンクションジェネレータとオシロスコープがあれば使える。

時定数が数ms程度以上なら結構使える測定方法である。

インダクタンスがスイッチングされている場合には,小さな電流検出抵抗R’を入れるだけで測定ができる。

アナログエンジニアはこの方法で,実働状態でちょっと細工してインダクタンスの値を観測することがしばしばある。

精度は少し落ちるが大きな測定間違いが少ない。インダクタンスにステップ電圧をかける回路は案外多い。時定数からインダクタンス値を求める方法は,インダクタンス電流がその内部抵抗により制限されている回路において有効である。

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2008年1月30日 (水)

火災報知機義務化

家庭に於いても火災報知機の義務化が消防法で規定された。逃げ遅れを防止するためである。

我が家でも5月を前にして,階段と寝室に新たに設置した。

光電式煙感知タイプで,設置の都合上バッテリータイプの品物。

日本消防検定協会 鑑定品で電池は10年持つ。

光電式検知部は蚊も入らない金属メッシュのカバーがついている。

光電式煙検知タイプは虫が紛れ込んだときや,気温の変動で誤動作しやすい。

電池はリチウム系で,設計寿命である10年間無交換で動作すると書いてある。

光源は多分LEDだろうが,電池を10年持たせるには駆動電流はかなり少ないだろう。間歇駆動をやっているかもしれない。それでもLEDを光らせて,単3サイズくらいの電池で10年持たせるにはいろんな工夫が必要だろう。

消防法に従って,我が家でも設置したが,点検アラーム音を聞く限りこの程度の音では多分私は起きないだろう。我が家の「さち」ならきっと目を覚ます。ここでもアナログエンジニアは家内に依存することになる。

原理的にはさほど複雑なセンサではないが,電池駆動で10年寿命となると設計と検証は案外難しいと思う。

検定機関は必要なのだろうが,機器性能の規定が増えるたびになんとか協会が増えているような気がする。官僚OBに頼らず性能証明の効率化を図る必要を感じる。欠陥が存在したとき,企業のその事業が破綻するような強い罰則規定でコントロールする手段もあるのではないか。

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2008年1月29日 (火)

ダイオードの容量

ダイオードに逆電圧をかけたらどうなるか。

pn接合ダイオードであれば,キャリアの存在しない空乏層を挟んで,平板コンデンサ状に電極が向かい合う形になる。したがって,かなりQの高いコンデンサとなる。

容量値は,小信号用ダイオードで数pF,整流用ダイオードで1000pF近くなる。

配線には寄生インダクタンスが存在するので,SW回路でOFF-OFFの期間があると振動する。急峻な電圧変化を与えると電流波形にスパイクが出る。

ダイオード容量の逆電圧依存性は,階段接合で電圧の平方根,傾斜接合で3乗根の電圧依存性をもつ。

この性質を積極的に利用すると,電子チューナー用のバラクタダイオードとなる。インダクタンスを経由して逆電圧を制御し,Cの値を変えて同調を取るのである。

1000pF程度の商用周波数の整流回路においてはCの値はほとんど回路動作に影響しないが,SW電源のキャリア周波数以上では,種々の波形にその影響が見られるようになる。

高速・高電圧回路においては,整流ダイオードの容量も無視できない。10kV級の小電流ダイオードはブラウン管カラーTVでよく使われるので意外に選択肢がある。案外難しいのは2000V級の高速整流である。広いマーケットをもつ応用分野が少ないためである。

電圧を問わず,ダイオードの順電流を必要十分な範囲に選ばないと,ダイオードの容量と各部のL分との共振で波形が乱れやすくなる。

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2008年1月28日 (月)

2分間スピーチ

昨日は東京近郊であった結婚式に出席した。

そこで,トップバッターとして2分間の結婚式スピーチを依頼されていた。

新郎新婦の会社関係の人は,そこの慣習らしくひとりも参加していない。そのことは事前にわかっていたので,1週間前から2分間スピーチの原稿を作成した。これが案外難しい。私は上司でもなく同僚でもないので話の核になる新郎・新婦に関する話してもよいエピソードを知らないのだ。

かといって,とおり一遍の挨拶ではまずいので,差しさわりがない「似たもの夫婦」の話題を途中に挿入した。それを覚えて本番。(自分が喋りやすいように一生懸命,練習,推敲して,話の変わり目のキーワードが出やすいように工夫)

それでも,3番目の話題に入るところで,数秒の沈黙。

専門に関する話なら,原稿無し,準備無しでキーワードひとつでいくらでも喋れるのだが・・・・。

いかんせん,場数を踏んでいないので,このような場面ではなかなか準備していてもスムーズに話ができないのだ。それでも滞りなくスピーチを済ませた。リーダーになる人はこのような場面で実にうまく話しをする。

私のタイプは参謀的なので,仕事の話のようにはさっとできない。原稿無しに演説する機会の多い政治家さんは,そのような視点で見ると実にうまい。

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2008年1月25日 (金)

ウィルソン形カレントミラー回路

Photo カレントミラー回路は,I1と同じ電流をI2から吸い込む定電流回路である。

種々の回路形式があるが,今回はウィルソン形カレントミラー回路について述べる。

Q1~Q3がよく揃ったトランジスタとすると,Q2とQ3のベースは同電圧なので,IC2=IC3,したがってIB2=IB3となる。

Q1のコレクタ電流はIC2=I1-IB1,Q3のコレクタ電流IC3=I2+IB1-IB2-IB3である。ほぼIB1=IB2=IB3なので,hFEがちいさくともかなり正確にI1=I2となる。

Q3はまたベース接地回路として動作しているので,アーリー効果の影響をほとんど受けない。通常のカレントミラー回路とは格段に定電流性が良い。

ウィルソン形カレントミラー回路は良好な定電流源が必要なときに使用する。おもに,集積回路の手法であるが,個別部品回路でも使用することがある。

この回路の欠点は,I2の電圧が(VBE+飽和電圧)と少し高い電圧が必要なこと,異種サイズのトランジスタを使用しないとマルチカレントミラー回路に拡張しにくい点にある。

クイズみたいな巧妙な回路であるが,要所に使用すれば効果絶大である。

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2008年1月24日 (木)

PSRR

PSRR:(Power Supply Rejection Ratio)電源除去比

SVR(Supply Voltage Rejection)ともいう。オペアンプ電源の変動が,入力換算でどの程度影響するかの度合いで,数値は大きいほど良い。

このデーターを参考にオペアンプの電源品質を設計する。

PSRRは周波数の関数であり,オペアンプの利得帯域幅程度でかなり小さい値となる。+電源と-電源で異なるが,F品種によっては,fTの近傍で10dBにも満たない。

オペアンプ電源に高周波成分が含まれていると,入力換算でかなりノイズが入る。場合によっては,入力回路の非線形性によりDCオフセットも増加する。

精密オペアンプ回路では,スイッチング電源で発生した電源をさらにドロッパ式電源で安定化することも,ふつーにある。上記の現象を嫌うためである。電源品質に敏感でありたいものだ。電源品質が劣悪であれば,オペアンプ本来のDC性能は簡単に1桁以上低下する。

必要な電源品質でオペアンプを動作させることが肝要である。

電源は,アナログ回路設計者にとって与件であることも多いが,それでも,電源品質に拘らなければ精密オペアンプ回路の実現は難しいと考えるアナログエンジニアである。

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2008年1月23日 (水)

hパラメータ hoe

トランジスタを4端子のブラックボックスと見立てたとき,入力電圧V1,入力電流I1と,出力電圧V2,出力電流V2の関係を下式のように表したときの係数がhパラメータである。

V1=h11I1+h12V2

I2=h21I1+h22V2

エミッタ接地増幅器では,h22は出力アドミタンスと呼ばれ,h22=ΔI2/ΔV2=ΔIc/ΔVCEであり,hoeとよばれる。

hoeはVCE-IC曲線の傾きの逆数でかなり小さい値をもつ。

この傾きは,コレクタ電流依存性をもち,異なるコレクタ電流で取得したVCE-IC曲線群を左側に延長するとほぼ負の1点で交わる。これがアーリー電圧VAである。したがって,hoeはコレクタ電流に比例する。少なくともICの関数になっている。

アーリー効果を表現するなら

Ic=Ic0(1+Vce/VA)と表現すれば広いコレクタ電流範囲でのVCE-IC特性を表現できる。

この式を用いて,hoeを表現すると

hoe=ΔIc/ΔVCE=Ic/VA となるから簡単にhoeが求まる。

数値例を挙げれば,Ic=10mA,VA=100Vとしてhoe=10^-4[A/V]である。

アナログエンジニアはふつうhoeのハイブリッドパラメータを使って設計計算をすることは無い。hFEのコレクタ電圧依存性が影響する場合のみ,アーリー電圧を用いて精密に計算する。

hoeはコレクタ電流に直接依存するので,今ではトランジスタのデータシートに記載されることはかなり稀である。

実務における計算法とも異なる。トランジスタが主流となった今,hパラメータを,その算出方法を教授しないで大学で教える意味は少ないと考える。

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2008年1月22日 (火)

エミッタ接地増幅率

バイポーラトランジスタ1石エミッタ接地増幅器の電圧増幅率AVを計算してみよう。

出力電圧Voと入力電圧の比が電圧利得だから,

AV=ΔVo/ΔVi=-RchFEIB/(riIB)

Rc:コレクタ抵抗

hFE:電流増幅率

ri:ベース入力抵抗

IB:ベース電流

ここで,ri=VT/IB,Ic=hFEIBだから

AV=-RcIc/VT=-(コレクタ抵抗電圧)/〔熱電圧)

という結果が得られる。

コレクタ抵抗に掛かる電圧が同じにバイアスすれば,hFEに依存せずおなじ増幅率となる。

変化するのは,ベース電流のバイアス値である。

この結果,コレクタ抵抗電圧が少ないときには電圧利得が減少し,コレクタ抵抗電圧が増大すると電圧利得も増加する。したがって,コレクタ抵抗電圧が大きく変化すると,入力正弦波は頭が丸く,谷が鋭くなる方向に歪む。

この手順で検討すれば,大まかな電圧利得を速算できる。また,これが現実により近い。

熱電圧VT=kT/qであるが,電子回路教科書で熱電圧を用いた正確な計算法を提示されることは少ない。

ここでのriはhieそのものであるが,動作電流に直接依存するので,一般のデーターシートにはふつう記載されない。

トランジスタ回路は1石増幅器の正確な解析から始まると考えるアナログエンジニアである。

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2008年1月21日 (月)

可変抵抗2

可変抵抗VRの使用方法は固定抵抗より難しい。

可変抵抗は1種のアナログメモリであるが,大きく分けて可動接点に電流をほとんど流さないポテンショメトリックと#3,#2端子を接続して可変抵抗値を得る2種類の使い方がある。

接触抵抗の影響が少ない分,ポテンショメトリックの方が分解能,安定性が出やすい。

抵抗体の絶対値も温度係数も固定抵抗より一般的に劣る。

オーディオ関連では,可変抵抗を回路系の利得を大きく変化させる場所に使うことが多いが,精密アナログ回路ではオフセット(ゼロ)と利得(スパン)の微調整に使用することが多い。

設定可能な分解能は,普通,確度の2-3度といわれる。この角度より期待する設定精度が厳しいと調整が難しくなる。

しかも,低抵抗巻き線形のように手動設定可能な角度より,抵抗体の分解能が低いこともある。

抵抗体の種類によっては,回路各部の温度係数よりかなり可変抵抗部の温度係数が大きい場合もある。

アナログエンジニアのVRでの基本戦略は,必要十分な調整範囲になるようVRの値を決める。回路全体の温度係数に影響しないよう,VRに固定の並列抵抗を接続することもある。

VRの#2端子の接触不良が致命的であるならば,並列抵抗を2分割し,その値を設計中心にして#2端子から先の回路に接続する。

何よりも大切なことは,自分の手で設定分解能を確認しておくことである。手回しで目標値に設定できないほどシビアであれば,調整範囲を狭くした方がよい。多回転VRで,鈍すぎる設定性も作業性が良くない。

たかがVRの設定であるが,使い勝手や安定性に大きく影響するのが可変抵抗周辺の回路定数の配分である。

アナログエンジニアはここにも拘る。

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2008年1月18日 (金)

IH鍋

誘導過熱(induction heatingu)を利用した調理器具。

我が家はオール電化ではないが,IH鍋とIH炊飯器がある。

鍋物で昨日夕食,食べ残しを今日のお昼にして鍋を洗う。

見た感じ厚手のアルミ鍋という感じの普通の鍋。

IHはふつう特別な鍋を使うということを耳にしている。

目に付いたのは冷蔵庫の側面にくっついている磁石。

鍋の底面には良くつく。強磁性材料が埋め込まれているのだ。側面にはつかない。

テフロン加工された鍋の内面に磁石を当てると,吸着力が弱くなる。

鉄系の合金が鍋の底面近くに配置されているらしい。

IH炊飯ジャーの釜でも試してみた。底面も側面も磁石が良くつく。

ふつーのIHは,渦電流を効果的に発生させるために鍋側に磁路を設けているようだ。

SW周波数はいくら位だろう。機会をみてヒーターと鍋の間にサーチコイルを入れて波形観測してみよう。

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2008年1月17日 (木)

パワートランジスタ1

100Wのトランジスタを使って,100Wの電力損失がある回路を設計できるか?

答えは,普通否定的である。

パワートランジスタの許容コレクタ損失は,ケース温度25℃で決められている。

ケース温度を25℃には多くの場合保てない。

自然対流空冷であると,フィンの冷却能力(℃/W)が1℃/Wを切ることは実装上かなり難しい。

環境温度も25℃より高い50-80℃を想定する。

大抵の場合,コレクタはケースと同電位であるので,トランジスタと放熱フィンの間で絶縁シートを使う。

絶縁シート部分では,その熱伝導率に応じた熱抵抗がある。絶縁シートとトランジスタケース,絶縁シートとフィンの間にも接触熱抵抗がある。

量産ベースで考えるなら定格逓減も必要になる。

多くの場合,パワートランジスタは接合からケースまでの熱抵抗を元に電力定格が決められている。データシートで与えられたケース温度と接合温度の上限から熱抵抗を計算し,各部の熱抵抗を加算して,設計環境温度で接合温度が指定値より低くなるように,冷却条件を設定するのだ。

かくして,100Wのパワートランジスタは,どちらかといえば低い方の数10Wくらいの電力しか扱うことができない。

パワー回路では切実な課題である。

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2008年1月16日 (水)

マークシート試験

今年もセンター試験の季節がやってきた。

大量の答案を短期間に処理するためにはやむを得ないだろうが、マークシート試験は私は嫌いである。選ぶそれも短い時間で、答えを選ぶだけの試験となる。答えをきちんと導き出す必要はなく、答えを絞れればよい。したがって、正解を導けばなくととも合格点は取れる。

うまく科目を選択すれば、負担の少ない科目を選びその科目の組み合わせを要求する大学を複数選べば、大学入学は何とかなる。

もっとも少ない勉強量で短期間に成果を得るには、広い知識や訓練の必要な科目をさけてとおり、ほぼ確実に正解を選ぶ方法が効果的だ。

例えば、わたしは高校物理の科目は、理系人間に必須の素養であると考えているが、この科目を敬遠しても理工系には進める。むしろ別の科目を選んで、受験を乗り切った方が有利かもしれない。

しかし、入学してから、大学側で基礎から教えなおす必要がでてくる。一定のレベルに到達させるには時間が足らないことが多いので、大学での平均的到達レベルは当然下がる。

いまの国際情勢、紛争の背景を理解するには世界史も必要な科目であろうと考えるが、日本史よりも覚えることが多い。

答えの形がわかった試験であることが、なによりも問題である。しかも、1問当りの回答時間が相対的に短いので、きちんと解く時間がとれない。

高校の科目はその後の勉学の基礎となる。

なにが有利かではなく、なにが将来に役に立つかで受験科目をきめる仕組みが必要な時代になってきていると思う。

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2008年1月15日 (火)

マルチバイブレータ2

2石無安定マルチバイブレータの電源電圧は5Vで設計されることが多い。5Vはデジタル回路の標準電圧のひとつでもあるが,別の制約からも妥当なのだ。

2石無安定マルチバイブレータのベース・エミッタ間には,オフ期間の最初にほぼ電源電圧に等しい逆電圧が掛かる。したがって,ベース・エミッタ耐圧は電源電圧と同じだけ必要になる。

最近のnpnトランジスタのベース・エミッタ間耐圧は10V以下の物が多い。このため電源電圧9Vという選択肢は少ない。これが2石無安定マルチバイブレータの電源電圧が5Vである理由だと思う。

発振周期は回路が対称なら,ベース抵抗RBとタイミングコンデンサCの積×0.69×2と記載されることが多い。この値はは,-VCCを初期値として,+VCCのステップ電圧を入力したときにベース電圧が0Vになるまでの時間である。

実際には,コンデンサの電圧は(-VCC+VBE)を初期値として+VBEに達する時刻であるが,上記と大差はない計算結果が得られる。

ベース抵抗とコレクタ抵抗の比は設計上10~50倍程度になるので,コレクタ電圧は瞬時には上昇できない。時定数RC×Cの時定数で上昇していく。完全な方形波ではなく,コレクタ電圧波形は前縁が丸みを帯びる。

良く知られた回路であるが,細かく検討しようとすると様々な課題に出会う。

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2008年1月14日 (月)

タコ足配線

良くないとされている。使い方を誤れば過熱,最悪の場合焼損の危険性がある。

家庭内でのコンセント容量はふつう10A,特別配線で15Aというところ。

しかし,我が家ではやむを得ず2箇所でタコ足配線をやっている。もちろん,総容量はタコ足の足全部をあわせても,総容量がコンセント定格を越えないようにきちんと配慮している。余長を束ねることもしない。

最近は,少容量のACアダプタや数10Wの電気製品が多く居間に存在しているので,コンセントタップ数が足らないためだ。30W程度の電気器具なら問題ないと考えている。その代わり,熱器具の複数取りは決してやらない。1回の通電時間が長く,電流が大きいためである。その割りに導体断面積が小さいので過熱しやすいと考えている。メーカーも良く考えていて,コードは短め太めのコードがついている場合が多い。

電線は束ねると放熱が悪くなり,許容電流が数分の1に低下する場合もあるからだ。

我が家の分電盤のメインブレーカ容量は30A,サブは5系統15Aである。エアコン2台と熱器具を同時に使うとメインブレーカが先に落ちる。ずいぶん前に家を建てたので,全容量が少ないのである。タコ足配線,使い方を誤ると大きな事故に直結する。

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2008年1月11日 (金)

トランジスタにB-E間抵抗

トランジスタのベース(B)とエミッタ(E)に抵抗を接続した回路は,IC化ダーリントン接続トランジスタなどでは良く見かける。

その抵抗により,低電流領域でので見かけ上の電流増幅率(hFE)を抑制できる。

極,小さな電流領域ではベース電流に比例してhFEが増加する。

おおきな電流領域では,本来のhFE近くまで増加する。

昔?の重金属をキャリアキラーとしてドープしたSW用トランジスタの特性を想起させる。

トランジスタのBE間に抵抗を接続するだけで,解析的に解くのは困難になるが,回路シミュレータを使えばその効果を可視化できる。

単体トランジスタでは,BE間抵抗は,OFF時の漏れ電流を減少させ,ベースオープンのCE間耐圧を上昇させる。

市販品は大抵ダーリントントランジスタの形態をとっており,このようなトランジスタはスイッチング用途に好都合である。

ただし,同種ダーリントン接続はVCE-IC曲線図を見れば明白であるが,飽和電圧が1V程度になる。

5V系電源を使うときには少し電圧的に苦しい設計となる。

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2008年1月10日 (木)

オペアンプのバイアス電流

Photo オペアンプのバイアス電流IBとは,オペアンプの入力端子に流入する電流である。その符号はオペアンプ内部の初段の回路構成でほぼ決まる。

反転増幅器で仮想短絡が成立するなら,R1を流れる電流IはI=Vi/R1である。R2には(I-IB)が右向きに流れるのでVo=-ViR2/R1+IBR2となる。

これを整理してVo=-R2(Vi-IBR1)/R1とすれば,IBR1が入力信号と同様に増幅されることがわかる。

この項をどこまで許容するかが,R1の上限を決める。

バイアス電流は2つの入力端子で同じとは限らない。(入力バイアス電流オフセット)

同じであれば,+入力端子側にR1とR2の並列抵抗値を挿入すれば原理的には消去できる。

しかし,保証された入力バイアス電流オフセットは入力バイアス電流と同程度なので,この手段がいつも有効とは限らない。

オペアンプを理想的なものとして扱っている段階で,+入力端子とGND間に抵抗を記載しているならそれは原理回路の表示ではない。

オペアンプの非理想的な性質を考えて,はじめてオペアンプの周辺の回路定数の絶対値が決まるのである。

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2008年1月 9日 (水)

定電流ダイオード

2端子定電流源のことを「定電流ダイオード」と称しているらしい。

I社の「定電流ダイオード」を入手したので,V-I特性を測定した。

LEDの電流制御に使われることが多い素子だが,接合型電界効果形トランジスタのソースに抵抗を接続し,その点にゲートを接続した回路の挙動に近い特性を示した。

サンプルが小信号用DHDパッケージなので,自己加熱による影響を受けて,2Vからほぼ定電流性を示し,より高電圧では負の温度係数がある。

J-FETとすれば,ゼロ温度係数となるプロセス条件があるが,そこまでの管理は行われていないようである。温度係数のデーターにはアクセスできなかった。

USP 4,507,600によれば,バイポーラプロセスによるTWO-Terminal Current Regulator に関する記載がある。約40トランジスタを用いた集積回路構成である。3端子レギュレータの2端子バージョンである。1985年当時には高精度2端子定電流回路のニーズがあった。

その特徴は,AK間電圧2Vでほぼ理想的な定電流領域に入る。

残念ながら,この回路は当時の量産規模では実用にならなかった。個別トランジスタでの性能確認まではしているが,予想量産個数がIC化の数量に到達できなかった。

特許の切れた現在,どこかで誰かがこのコンセプトに基づいた2端子定電流回路の実現を望むアナログエンジニアである。

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2008年1月 8日 (火)

放熱片1

電子回路で1W程度以上の電力を使用するときには,放熱面積を広げるために放熱片を用いる。

自然空冷の場合,表面積を広げるためフィンを並列に並べ放熱面積を広げる。

フィンの間隔が狭すぎれば,空気は滞り放熱効率が減少する。

フィンの金属(普通アルミ)が薄すぎれば,トランジスタからの伝熱効率が減少する。

この結果,自然空冷の場合,同じ温度差,同じ電力での最適化された放熱能力は,放熱片の外形体積(包絡体積)でおよその放熱能力が決まる。その値は,400ccで約1℃/Wである。したがって,放熱片の体積をみればおよその放熱能力がわかる。

温度差が大きくなると,輻射の効果も寄与するので放熱能力は少し高くなる。

フィンの配列と放熱片の向きにより,放熱能力は若干変化する。

放熱フィンなどは,電子部品としては比較的大型である。できるだけ小形化したいが,その分トランジスタの接合温度が上昇し,パワートランジスタの信頼性に影響する。

放熱能力(℃/W)は少ないほど良いが,実装状態にも依存するので,放熱フィンメーカーの技術資料を参考に放熱フィンの選択を行い,実装状態でトランジスタのケース温度上昇を確認する。

電子回路技術者とて,伝熱問題の入門程度の知識は必要になる。

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2008年1月 7日 (月)

ゼロとスパン誤差

計測器は被測定量yに対し,計測量yが y=Ax となることが多くに場合望まれる。計測器を作る立場からは,この理想的な関係からのずれが問題となる。

y=A’x+B の形になることが普通である。Bはふつうゼロ点誤差と称する。感度係数Aの誤差は,0-100%の信号(スパン)に対しての不確かさである。

ゼロ点誤差とスパン誤差は通常その発生要因が異なる。

電圧計測では,0信号を与えることが可能であるから,マイコン搭載計器では自動的にこの誤差をLSBのオーダーまで取り除くことができる(オートゼロ)

スパン誤差は,基準電圧や増幅器の抵抗比,負帰還量などに依存する。これらの要因はほとんどが温度の影響を受ける。

16bitのA-D変換器は今の時代,普通に使われているが,スパンの0.0015%(15ppm)が1LSBである。市販の高精度基準電圧ICは±5ppm/℃程度であるから,数度の温度変化でスパン誤差は1LSB以上変化する。抵抗も温度係数をもつ。

ゼロ点はスパンが1Vであれば15μVが1LSBであり,少し風がそよげば容易に発生する熱起電力と同程度である。

もちろん,初期状態できちんと構成されていることが前提である。

その他の外乱もあり,非線形性もある。

有効数字0.1%の測定には,それなりの計器と環境が必要である。アナログエンジニアは計測された高ビットのデーターを単純に信じるほど甘くは無いのだ。

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2008年1月 4日 (金)

獅子舞

_1984 ←縁起物として買った獅子舞のおもちゃ。

中国製。音に反応して起動して,音楽とともに前後左右に体を振る。足も上げ下げする。

シンセサイザーも搭載しているようだ。動力源は多分DCモーター1個。これで踊る獅子舞をそれなりに表現しているのだ。分解すれば結構面白いメカが内蔵されているだろう。何度か手を叩いて,動作させる。

(別のショップで見た類似品は1000¥安。耳が白い。ほぼ同じような形。)

今年は福袋も購入。

スポーツ用衣類バージョン。

ベンチコート,トレーナー上下,綿入りベストに春物のYシャツ,半そでの白の運動着が車輪付取っ手付のバッグに入っている。とても得した気分。

ちなみに,この福袋は年末からの予約制&サイズ指定だったので,リスクは少ない。

来年は有名コーヒー店の福樽に並ぶかな。こちらの方は開店と同時に売り切れになる。

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2008年1月 1日 (火)

初春2008

_1988 明けましておめでとうございます。

今年もアナログエンジニアをよろしくお願いします。

今年は,まずエネルギー/地球温暖化が大きな基調となるでしょう。バイオ燃料の原料は単純には作物,したがって,食料問題と密接な関連がある。日本では,非穀物原料からのバイオエタノール生成技術が成熟しつつある。

エネルギーはCO2の問題を無視すれば,今の原油価格では,第2次世界大戦中に開発された石炭液化技術が商業ベースに乗るものと考える。

昨年のキーワードは「偽」

茶番劇,平身低頭の姿がTVで幾度もみた。

今年はどうか。  日本にとって分岐点である。

理系人間であるアナログエンジニアにとっても,政,官,学,財の関係は無縁ではない。

大学の研究費の大半は官の支配下にある。政は参院野党,衆院与党2/3の状況にある。財界トップも足元では違法派遣の問題が出た。暮れには大阪府の違法?赤字隠し問題が表面化した。

日本にとって,財政赤字の問題,少子高齢化社会に伴う種々の問題を正面から扱う必要な時期に来ている。

教育費の問題も深刻である。生き残る大学とそうでない大学がますます明瞭になってくるだろう。しかし,どの大学も,子供を下宿させ授業料を負担するには家計にとって負担は重い。技術訓練と技能訓練は全く異なると考えるアナログエンジニアである。当然処遇も一律には行かないだろう・・・。

無駄な議論や複雑なシステムを省かなければ,将来に禍根を残す。誰がその選択をするのか? それは現役世代であると考える。

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