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    アナログ電子回路設計入門 (1994.12)、コロナ社: 実践アナログ回路設計・解析入門 (2005.1)、日刊工業: オペアンプ基礎回路再入門 (2005.7)、日刊工業: ダイオード・トランジスタ回路入門 (2005.12)、日刊工業: スイッチングコンバータ回路入門 (2006.9)、日刊工業: これならわかるアナログ電子回路基礎技術 (2007.6)

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  • 電源を含む精密アナログ電子回路の設計・開発、およびその教育、技術指導。センサ・アクチュエータシステムの構築。電子機器の不良解析指導および再発防止指導。解析主導型設計の推進と回路シミュレータの実践的活用指導。技術的側面からのプロジェクト管理指導。

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2008年2月

2008年2月29日 (金)

抵抗の定格

様々な抵抗器がつかわれているが,抵抗器には他の部品と同様に電力定格,電圧定格,電流定格がある。

電力定格がもっとも知られているが,使用温度がたとえば150℃で定義されているものもある。このような抵抗器で低角電力を消費させると表面温度は150℃になる。触手すれば火傷する温度である。したがって,定格電力までは使えない。環境温度が高ければ,その分割り引かねばならない。抵抗器の温度係数は,その種類に依存して大きく異なる。

±100ppm/℃の温度係数をもつ抵抗器なら10℃当たり0.1%の抵抗値変化を伴う。高精度を期待する抵抗器では定格逓減が普通に必要となる。電力定格は周囲温度と公称定格値から,それにディレーティング率を掛けて実使用可能なW数を計算する。次にP=V^2/Rから計算したW数を越える可能性のある抵抗値の下限を求める。Vは回路で扱う電圧である。下限値以下の抵抗については,詳細な電力計算を行う。

最近は電圧定格にも留意する必要が生じている。微細なチップ抵抗では,定格電圧が数10Vと低いものがある。定格電圧を越えると抵抗値減少の危険性が増す。電圧定格は回路で扱う電圧を基準にチェックするのが早道である。

電流定格については,結果として電力定格から制限される。

パルス的にサージが掛かる場合にはもっと複雑な計算になるが,サージ電力に静的定格を適用するととんでもなく大きい抵抗が必要になるので,必要に応じてジュール積分を行い,1発のパルスに耐える設計とすることもある。抵抗器の許容ジュール積分値はデーターシートに記載されていることは少ないので,自分でその値を破壊実験により掴む必要がある。メーカーでは,標準的に備えられている抵抗の品種が限られていることが多いので,一度はこの手の実力を把握しておくと良い設計が可能になる。

精密抵抗は精度が高く温度係数が小さいのが売りであるが,その性能を生かすには自己加熱が十分小さい小電力で使用すべきだと考えるアナログエンジニアである。でないと,起動時間が長くなる。

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2008年2月28日 (木)

16ビット分解能

2バイトが16ビット=65536である。逆数を取れば0.0016%である。これが16ビットで表現できる最小の単位(量子化誤差)である。

16ビットのA/D変換器は多数市販されているが,分解能と確からしさは根本的に異なる。

アナログ的には,5V程度の信号を扱うと約80μVとなる。デジタル化するとその数値を信じがちであるが,環境が変わり時間が経つに従いA/D変換器もまた変化する。

A/D変換の基準となる電圧は,通常0.01%くらいの絶対精度である。t抵抗比の温度係数は±数ppm/℃くらい。これを元に分圧して入力信号と比較するのが,逐次比較形A/D変換器である。分圧比はA/D変換器の抵抗比精度に依存する。これらは,フルスケール誤差に影響する。

その他の誤差要因もある。内部に使用するアナログスイッチの精度や増幅器のオフセットはゼロ点誤差に影響する。これらは経年的にも温度的にも0.001%に比べて十分には安定であるとはいえない。

したがって,原点(ゼロ点)も傾き(スパン)も主に環境温度と時間に依存して変化する。100℃幅の環境温度変化を許容する環境下では0.1%のかなり難しい。

0.01%の世界では,測定対象:たとえば長さの比較においては20ppm/℃程度の膨張係数を持つものが多いから1-2度変化するだけで,対象物の長さは温度をきちんと管理しなければ0.01%の不確からしさで長さを述べることはできない。しかも,長さが経年的に一定であるとは限らない。

この辺りは,計測工学の基本である。しかし,計測工学をきちんと教えている大学はそう多くは無いと聞く。

デジタル化は必要であるが,その数値に対する信頼感は相当に割り引く必要があるとアナログエンジニアは考える。

0.1%の測定値でも,どのような測定器を用いどのような環境で測定するのかが問題になるレベルであろう。

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2008年2月27日 (水)

出力アドミタンス

_2108 ←房総半島の千倉で花摘みをしたポピー。我が家のさちは蕾ばかりを摘んだ。1週間たってほぼ満開。花摘みは満開の花を摘むのではなく,蕾を摘むのが正解のような気がする。

4端子網における出力アドミタンスは,バイポーラトランジスタのエミッタ接地の場合には,hoeと呼ばれる。

hoe=ΔIC/ΔVCEと定義される。

コレクタ電流ICはアーリー効果を考慮すると

IC=IC0(1+VCE/VA) と表される。VAはアーリー電圧,VCEはコレクタ・エミッタ間電圧,IC0は,VCE=0Vに外挿した仮想のICである。

たとえば,VA=80V,IC=1mAなら hoeは10^-3/80=1.25×10^-5となる。出力インピーダンスとしてみれば,80kΩである。

hoeはコレクタ電流に比例して増大するので,回路電流に対して定数ではない。

一方アーリー電圧VAは広いコレクタ電流領域でほぼ一定である。どちらが見通しが良いか。

先の1mAでのエミッタ接地増幅器なら,多分コレクタ抵抗は数kオームであろう。一般的なトランジスタならこの要因により,数%から10%前後電圧増幅率が計算より減少するはずである。

トランジスタを使う以上,早い時期にアーリー電圧の概念を知るべきであると考えるアナログエンジニアである。

0.6V以下の低いコレクタ電圧ではVCE-IC曲線が急傾斜になるので,出力インピーダンスは大きく変動することも忘れてはならない

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2008年2月26日 (火)

hFEの電流依存性と抵抗

バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に抵抗を接続するとどうなるか?

この複合回路では,見かけ上のhFEの電流増幅率のコレクタ電流依存性が大きくなる。hFEが非常に小さな値から始まり,電流が大きくなると,本来のhFEに近づく。

IC化ダーリントン接続でよく見かける形である。

定数によっては,ターンオフ時間が数倍短縮される効果もある。ベース・エミッタ間が抵抗により短絡されるので,VCE耐圧も向上することがある。

リニア回路でも,純ダーリントン接続で主トランジスタのベース・エミッタ間に抵抗を挿入すると初段トランジスタのVBE変動が小さくなるのである。同時に初段トランジスタのC・E間漏れ電流が抵抗を介して短絡されるので,高温時のOFF特性も改善される。

トランジスタに抵抗1本挿入するだけで,その計算を解析的に行うには,VBEの値を決め,抵抗に流れる電流IRとトランジスタのベース電流IBをきめ,(IB+IR)を見かけ上のベース電流とし,IBにhFEを乗じてICを求める作業となる。別の手順では計算が煩雑になる。

トランジスタに抵抗1本の回路であるが,上に述べたような現象が同時に起こる。

この回路を個別部品で使う事は少ないかもしれないが,特徴ある特性が得られるので,たとえば高温で使用するトランジスタ回路では意外に必要な回路手法となる。

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2008年2月25日 (月)

インバーテッドダーリントン

インバーテッドダーリントントランジスタ(準ダーリントン)は,たとえば,pnp初段Q1のコレクタを主トランジスタnpnトランジスタQ2のベースに接続して構成する。

ダーリントン接続は,Q1,Q2のhFEの積に相当する高いhFEを得ることができることは良く知られた回路技法であるが,その効果と利害得失については詳細な議論が記載されていることは少ない。

個別トランジスタの場合,pnpの電力定格の大きいトランジスタはnpnより品種が少ない。

しかし純ダーリントン接続では,入力側Bからみて2VBEの電圧降下が生じる。インバーテッドダーリントンではVBE1個分である。スイッチングに用いるとインバーテッドダーリントンの場合にはCE間電圧は飽和電圧程度で動作する。個別部品で組む回路の低電圧化のひとつの技法となっている。

純ダーリントン接続の場合には,VBE+飽和電圧程度必要で,オン時の電力損失が大きい。コレクタより高い電圧が利用できれば,初段のコレクタをその電圧に接続することによりこのディメリットは解消できる。

リニア動作の場合にはVBEの自己加熱による温度変化を回避したい場合がある。インバーテッドダーリントンの場合には初段Q1は低い電力で動作するので,入力VBEは安定であり,負荷変動で接合温度が変化し電力増加とともに変化する主トランジスタQ2のVBEはほとんど寄与しない。

したがって,VBEの変化を嫌う回路ではインバーテッドダーリントン接続も選択肢の一つとなる。

個別部品でのダーリントン接続では,初段がより高速の品種になることがあるので,極短時間Q1がダイオード負荷で動作することがある。この過電流を抑制するために適度な抵抗をQ1のコレクタに挿入しておくことは信頼性向上の目的に有効である。

たかがダーリントン接続であるが,細部においてはかなりの違いがある。

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2008年2月22日 (金)

ノックセット破断

私のアーチェリー仲間でコンパウンドボウ使用者は全員がループ式ノックセットを使用している。

ループ式ノックセットとは,矢を番える弦に,別のストリングでリリーサを引っ掛ける1-2cmの輪を装着するのである。

今日の射の終わりごろ,このループが切れた。

フルドローに入る前,ピークの直前辺りで暴発。突然,矢が自分の意思と関係なく飛び出した。30mで練習中の出来事である。矢は畳の上方向に外れ浅く刺さっている。

コンパウンドボウの場合,ストリングの最大ストレスはピークウェイトの位置で掛かるらしい。

コンパウンドボウはメカニカルな部分が多いだけに,暴発に十分注意をする必要があると感じている。そして,射の途中も大きくは上を狙う形にならないように引いているつもりであるが,ノックセットの破断は想定外だった。破断の際,一連のドローで引くコースよりかなり上に着弾した。フルドローに入るかなり前に矢が飛び出したので,その射の実質ポンドは1/3程度まで下がっていると考えられる。50mであったなら,もっと下に着弾した可能性がある。

リカーブボウでは,弦が破断するときは射を終えた直後が普通である。射ち終えた瞬間,バチと弦が切れリムの先端が的方向に反り返るので,独特の手ごたえがある。リカーブボウでは弦が破断した際にも10点に入ったなどということは良くあることで,矢が弦を離れた直後に破断するので弦の破断は普通ミスショットに繋がらない。

今回は,引く途中で破断した。この経験を生かし,取り掛けからアンカーに入る弦を引くコースを水平に変更する必要がある。肩を落とすには,私の場合わずかに上向きに引き,照準に入るとき,上から的に降ろしながらサイトを決めていたのだが・・・・。 安全第一。安全第一。

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理想化ダイオード回路

Photo 微小電圧信号を整流するとき,ショットキバリヤダイオードを用いても順方向電圧を無視できない場合がある。

こんなときにはオペアンプを用いた理想化ダイオード回路が有効である。

図で入力が正の時には,オペアンプの出力が負となりD1が導通するので,D1が負帰還経路となり,オペアンプの―入力端子は仮想短絡,0Vとなる。

D2のアノードは,D1の順方向電圧だけ負となっており,仮想短絡電圧がR2を経由して0V出力となる。

入力が負の場合には,D1が逆方向D2が順方向になるので,反転増幅器と同じ形になる。出力電圧範囲はダイオードD2の順電圧だけ狭くなる。

0をよぎるとき,オペアンプ出力は±VJだけ不連続な変化をするが,オペアンプの開放利得が非常に大きいので入力換算ではごく小さな値となる。

この結果,正入力領域では常に0出力,負入力範囲では反転増幅器とほぼ同じ動作をする。

理想化ダイオード回路は,オペアンプを用いた精密折れ線回路の基本形である。折れ点の位置と極性,利得を変え加算器で加え合わせると,全波整流回路,不感帯回路,リミッタ回路,折れ線関数発生回路などを構成できる。

この回路の折れ点付近の微小な曲がり部分はD1,D2の特性に強く依存する。通常は小信号高速シリコンダイオードの品種を選ぶ。

折れ点非線形回路は場合分けのある単純な回路であるが,きちんと理解するには1週間ほど掛かるのではないか?

もし,D1が無ければどうなるか なども理想化ダイオード回路の性質の理解を高める課題である。

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2008年2月21日 (木)

ノーマリーオン

バイポーラトランジスタなど半導体デバイスの多くはノーマリーオフである。

制御電源が0のとき,出力がOFFであることがノーマリーオフで,制御電源が立ち上がってから出力がアクティブになる。

ノーマリーオンの素子は案外少ない。

たとえばディプレッション型接合形FETはノーマリーオンである。制御端子が0VのときにON,制御端子が負になってはじめて制御が掛かる。

ノーマリーオンの素子は起動回路などに有用であるが,パワー素子としては使いにくい。主電源投入以前に制御電源を確定しておかなければ,主電源を短絡するからである。そして主電源OFFの後に制御電源を落とす必要がある。

これは厳しい設計条件である。

ロジックの+5V系を必ず先に立ち上げ,アナログ系の+15Vをその跡で立ち上げないと過大な電流が流れる回路も存在する。アナログ系がOFFした後まで+5Vのロジック電源を維持する。

こんな電源シーケンスを必要とする回路も存在するのだ。

今も使われているかどうか,はっきりしない部分もあるが,電磁リレーなどでは,ノーマリーオンとノーマリーオフの接点があり,ふつう非励磁のときに安全サイドになるよう考慮して設計される。

電子回路では短時間のうちに経過する起動時のストレスを妥当な水準に抑制するにはノーマリオフの素子とノーマリーオンの素子をうまく使いこなすことが必要となる場合も少なからず存在する。

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2008年2月20日 (水)

仮想短絡3

1 仮想短絡は,OPアンプ回路の入出力関係を効率よく求めるための概念である。それとともに,OPアンプの周辺部品に必要な精度を求めることができる。

図は加減算器である。Vo=V2-V1の入出力関係を得たいのであれば,全抵抗をRとすればよい。

この回路でk(V2-V1)としたいときや,V1,V2が大きく,相対的にV1-V2が小さいときの各抵抗に求められる比精度を知るには,仮想短絡を前提に,図のように各抵抗をR1~R4と置き,入出力関係がk(V2-VI)となる条件を計算する。

その条件はR1/R2=R3/R4 ,k=R2/R1 となる。

各抵抗をR1~R4と置いて,この回路をとくことにより,条件が成立しないときにどのような影響が出るか定量的に評価することができる。

仮想短絡の考え方を利用すれば,周辺のRCに許される誤差を計算できる。

全抵抗がRの場合から出発し,オフセット電圧やバイアス電流の影響は個々に計算する。全部をいきなり計算しようとすると,多くの場合作業量が大きくな理過ぎるとともに,計算結果をみやすい形に整理することが難しくなる。

アナログエンジニアは原理回路から出発して,一つ一つの要因を独立に検討することが多い。

線形回路では重ねあわせが大抵有効なので,結果を整理して見通せる範囲の解析を行うことが重要である。

もちろん入力オフセット,そのドリフト,バイアス電流,OPアンプの出力電流や電圧の限界の検討抜きにOPアンプに必要なDC特性は評価できない。

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2008年2月19日 (火)

蛇口の水漏れ

_2107 ←白いデンドロビウムの花。花びらの先が少しピンクがかかっている。

去年の鉢のまま植え替えせずに「我が家のさち」が育てた。

蛇口の水漏れが,最近だんだんと増えてきた。手動式の混合水栓である。ポタポタと1秒に1滴程度漏れている。昨夜,水道の元栓を締めて,修理に挑戦。

お湯が出る方の回転式のつまみ部分の中心にある赤いフタをマイナスドライバーで外す。この状態でバルブの全体が見える。

ついで,その中心にあるM4クラスのネジを外す。最後は弁のハウジング。適当な工具の手持ちが無いのでプライヤーではずす。ピンセットでコマをつまみ出す。

コマの座面はゴムでできているが,見事に凹んでおり座面の相手側形状に変形かつ硬化している。

こんなところにも温度による劣化の加速係数が表面化してくるのだろう。

温水側の弁は,水側の弁より温度が高い分,変形,硬化が早くなる。数年くらいに1回くらいの交換周期かな。

逆の手順で再組みして作業完了。

ポタポタ程度の水漏れでも,1月累算すれば結構な量になる。

大本の止水弁が半ば土に埋まっていたので,かなり手が汚れた。

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2008年2月18日 (月)

電流増幅器

OPアンプの-入力端子を,抵抗Rを介して出力に接続,信号源をOPアンプの―入力接続,+入力端子をGNDに接続する。これで,電流→電圧変換回路を構成できる。

信号源はGNDに仮想短絡されるので,信号源の短絡電流を測定できる。

測定できる範囲は,OPアンプの最大出力電流から,下は,OPアンプのバイアス電流まで数倍までである。

通常は,微小電流の増幅に用いる。

この回路,抵抗1本とOPアンプ1個で構成できる簡単な回路であるが,使用される分野が限られているのであまり湯名ではない。

V-I変換の係数はオームの法則に従い,出力電圧Vo=-RIである。

少なからぬ信号電流源は寄生容量Cがあるので,単に信号源に直列にした抵抗Rsの両端を測定すると,その時定数はCRsのオーダーになる。この回路では信号源が仮想短絡されるので,応答性は著しく改善される。

寄生容量が非常に大きい(数100pF程度以上)だと,OPアンプ出力のステップ応答が過渡的にリンギングを起こす場合もある。

このときには,Rに並列に微小コンデンサを挿入し,信号源に直列に数Ωから1kΩの抵抗を挿入し,過渡応答を制御する。

信号源の寄生素子は不明なことが多いので,実回路を模したステップ応答テストは,実信号源を0信号に保ち高抵抗を介して方形波電圧信号を入れる。これでOPアンプの過渡応答を制御できる。

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2008年2月15日 (金)

トランジスタの電流制限

Photo 主トランジスタQ1の電流を制限する簡単な回路を紹介する。

Q1のエミッタ電流を抵抗RSで検出し,RSに掛かる電圧が保護トランジスタQ2のVBEより大きくなるとQ2がONし,主トランジスタQ1のベース電流をバイパスする。

この結果,Q1はその制御信号によらず,一定電流以上は流れない。電流制限は比較的シャープで,ほぼIE1・RS=VBE2が制限値となる。

この回路はバイポーラトランジスタQ2のVBEがほぼ0.6-0.7Vの一定値であることを利用している。

主トランジスタQ1は,バイポーラnpnトランジスタでも,nチャネルパワーFETでも動作する。

制限電流はQ2のVBEに依存するので1℃あたり1/300程度減少する。

高温側で制限電流が減少することは,半導体保護用としては好都合である。

この回路形式のまま使用されることが多いが,この回路をベースにしてもっと複雑な電流制限機構を構成することもある。

このような保護回路はトランジスタの最大電流を効果的に一定値以下に制限できるので,異常時の検討が容易になり回路システムの信頼性を高める。

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2008年2月13日 (水)

磁気マルチバイブレータ

磁気マルチバイブレータの基本形は,無安定マルチバイブレータの2つのコレクタ抵抗をセンタータップ1次コイルに置き換えた回路形をしている。トランスの2次側もセンタータップ形式にすることが多い。無安定マルチバイブレータのような発振周波数を決めるコンデンサはない。

コアの磁束密度Bと電源電圧Vの関係は

V=nSdB/dt n:コイル巻き数 S:コア断面積

であり,半周期T/2の間に磁束密度は+飽和Bmから-飽和(-Bm)に変化するので

f=V/(4nSBm)が発振周期となる。

コアには通常,角形ヒステリシスコアを用いる。角形ヒステリシスコアは,励磁電流の変動に対してBmがほとんど代わらないので,ベース電流で制限される電流に到達すると,転流がおこる。磁気飽和を生じる結果,極めて短時間に電流が増大し,その電流増加を維持できない時点でオントランジスタの飽和が解けて転流が始まる。

磁気マルチバイブレータの発振周波数は電源電圧にかなり直線性よく比例するので,VF変換に使用された時代もあった。

多くの磁気マルチバイブレータの発振周波数は1kHz程度に選ばれるが,注意深くコアを選定し,回路定数を定めると100kHzでも発振する。部品数の少ない絶縁形DC-DCコンバータとなるので,各種補助電源の発生に好都合である。

磁気マルチバイブレータは現在ではあまり使われないが,フローティング電源を必要とする回路では実に便利な回路である。

また,磁気マルチバイブレータの挙動を詳しく解析することは,コアのB-H特性を強く意識させる。

磁気マルチバイブレータの無負荷電流波形はH-B曲線を強く反映する。

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2008年2月12日 (火)

昇圧形コンバータ

Photo_3 昇圧形DC-DCコンバータの基本回路図。

最近では5V給電,アナログ用の電源は通常15V。したがって,給電電圧を3倍まで昇圧する必要がある。

基本回路は図。見難いときには図をダブルクリックしてください。拡大表示されます。

この回路は,SW1がGND基準なので比較的簡単に回路を組める。

電源VPにL1,D1,C1が直列に接続され,負荷RLはC1に並列接続され,SWはL1とD1を短絡する位置に入っている。

この回路の基本解析は,状態平均化法と呼ばれる方法で多く解析される。

前提はC1が十分大きく,出力電圧変動が1周期の間変動せず,かつL1の電流が断続しないことである。

この前提を用いれば,SW1のオン期間中のL1電流増加はΔION=VpTON/L1となる。

OFF期間ではΔIOFF=(VP-Vo)TOFF/L1である。

定常状態では,電流の増減は無いのでΔTON=ΔTOFFである。

2式をVoについて解くと,Vo=Vp/(1-D)となる。DはSW1のオン期間の時比率である。ここまでの解析では回路定数を決めるには,条件が不足している。

前提となっているL1の電流が断続しない条件を調べる必要がある。

断続している時の挙動も示されることは少ない。私の著書{スイッチングコンバータ回路入門」ではこの辺も詳細に扱っているが,断続モードに入っている場合にはDは負荷に応じて絞られる。また解析方法も異なる。

インダクタンスにエネルギが蓄積されている以上,過渡応答にも特徴がある。ここまで解析してやっと回路定数を決めることができるアナログエンジニアである。DC-DCコンバータの設計技術は意外に根が深いのである。

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2008年2月11日 (月)

hパラメータと実務の世界

私が電子回路を習った時代は,総て(言い過ぎか?)hパラメータの全盛時代である。

hパラメータは多段増幅器の解析には向くけど,実際の設計にはhFE以外に使ったことがない。

エミッタフォロワに至っては,hパラメータはほとんど有効でない。

エミッタ接地トランジスタとベース接地トランジスタなら,集積回路の手法を使ってパラメータ同定できるが,エミッタ接地回路(コレクタ接地回路)は私の力量ではどうしょうもない。

hパラメータの欠点は,素子の特性に基づかないモデリングにある。

その結果,検討すべき広い範囲の動作条件に対して,大局的な見通しを得ることが難しい。

アナログエンジニアはバイポーラトランジスタでリニア領域であれば,B-E間をダイオード,C-E間をそのダイオードに流れる電流のhFE倍として基本解析を行う。

広い範囲にわたって有効な素子モデルはは大局観を想起させる。荒すぎても詳細すぎても解析には不適切である。

私の解析方法は,かなり自己流である。半導体物理と集積回路技術と個別部品の使い方の融合体である。

たとえば,出力アドミタンスhoeが,VCE-IC曲線のどの部分から求まるのか,それを理解しているエンジニアはかなり少数であろう。そしてhoeがこレクタ電流によってどのように変化するのかを理解しているエンジニアはもっと少ない。

そして,どのような場面でhoeが寄与してくるか知るエンジニアはさらに少ない。

今は,CMOS回路全盛であるが,CMOS回路の解析はあちこちに無視できない容量が存在するので,さらに複雑である。

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2008年2月 8日 (金)

差動インダクタ

Photo_2 図は特殊環境下で液面を検知する電磁誘導式液面検出器の構成である。

電磁センサは導線とボビンと外装で作成することができるので,悪環境に強い。

設計温度は100-600℃。腐食性環境,その他に耐える。

測定原理は,一次ソレノイドと同軸に巻かれた二次コイルが,鞘管の外側の強導電性液体により短絡されることにより,その出力電圧が減少することを利用している。

その減少量はあまり大きくないので,アナログ的にA+C-2Bの演算を行う。画像処理でのラプラシアンに相当する演算である。この結果,Bコイルの中央に液面が到達したときに0信号となる。

A,B,Cコイルの範囲外に液面が存在するときにも基本的に0信号が出る。これを回避して,DC的に論理演算・マスキングを行っている。

コイルBの中央に液面が来たときに,出力電圧は0となる。ゼロは特殊な状態で,基本的に感度の影響を受けない。このゼロクロス点を検出することにより,A,B,Cコイルの全長の1/100の再現性で液面を検出することができるのである。

このような過酷な環境条件では,センサおよび回路系の調整を行うための校正のチャンスは限られている。

総ての調整が1回の液面の上下で終了するように,回路系調整機構の相互干渉を理論的にゼロにしてある。

センサは千差万別とはよく言ったものだ。私は精密電子回路を得意とするがセンサとのかかわりも深い。しかし,センサの広大な広がりを見るとき,とてもセンサエンジニアという自信は無い。

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2008年2月 7日 (木)

フライバックコンバータ1

1_2 左図の回路はフライバックコンバータである。

(図が小さい場合は,図をダブルクリックしてください。大きな図が表示されます。)

私はこの回路を,普通1次コイルL1,2次コイルどちらにも電流が流れていない状態で動作させる。この状態を私は断続モードと呼んでいる。

この回路の動作は,1周期のエネルギー収支で解析する。

1次側電流はQ1のオン期間Tonの終期にはI1=V1Ton/Lの電流が流れる。この期間,ダイオードD1が逆方向になるので,2次側には電流は流れない。1次側のQ1がオフした瞬間,1次電流は減少方向になるので,D1が導通し2次側出力電圧V2が掛かる。V=Ldt/diに従って,一次側ON期間で溜め込んだエネルギーが2次側で放出される。

実はこの解析は,昇圧形DC-DCコンバータにおける,インダクタンス電流が断続する条件での解析方法の発展形である。トランスが入っているので,I1とI2が巻き数比の逆数に比例するだけで基本は同じである。

他の形式のDC-DCコンバータと同様に,断続モードになると出力電圧はオンデューティDの高次関数となり,負荷電圧を一定にするには,負荷が軽くなるとDを小さく制御する必要がある。

断続モードも含めた解析により負荷が小さいときDを狭めた制御をしないと,単一モードだけでは大きな負荷変動に対応できないと考えるアナログエンジニアである。

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2008年2月 6日 (水)

差動熱電対

Photo 熱電対は産業用温度計測で広く使われる温度センサである。

しかし,熱電対が本質的に温度差を計測するセンサであることは案外知られていない。

図の結線法は温度差を測る一手段である。

この結線によれば,対象温度TSと室温Taの温度差を,かなり精密に測定できる。熱電対の素線が均一であれば,TS=Taならば,電圧計への信号が0となる。熱起電力が温度差に比例しTS=Taなら確実にセンサ出力は0となる。

電子機器の温度上昇を測定する必要は多くある。そして,ふつう2CHの温度計測を行いその差をとる。

この方法によればTa接点を,室温と称する場所に設置するだけでよい。後は電圧計の性能で決まる。

ふつうの熱電対計測システムは,温度の値を相対的にではなく測定するために冷接点補償回路を備えており,ここでかなりの減算を行う。

図の構成によれば,確実に温度差の計測ができる。このような書き方をすると特許明細書の一節のような感じとなってしまうが・・・。もちろんこの方法は公知なので特許性は無いが,忘れられかけた熱電対の基本的な使い方のひとつであろう。

アナログエンジニアは,この方法で室温Taの影響を排除しながら機器の温度上昇の試験を行うことがある。

揺らぐ室温の影響を消去しながら,温度差を計測できるのである。

このような目的には,素線は熱起電力の大きな組み合わせが良い。それでも,せいぜい50μV/℃なので高精度DC増幅は必要であるが,今のICオペアンプを使えば0.05℃の分解能で温度差を検出できる。

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2008年2月 5日 (火)

商用トランス1

_1990_2 ←ようやく咲いた山茶花。我が家に30年。葉の色はさえないが花はそれなりに立派。駐車場増設の折の移植のとき,1本だけ残った。

商用周波数とトランスもパルストランスも基本は同じであると考えるアナログエンジニアである。

電子回路用トランスの場合,周波数が低くAC100Vが前提なので,一次コイルインダクタンスを大きくとることが前提である。

小さな断面積のコアでLを稼ぐには,最大磁束密度をフルに使い,巻き数を増やすしかない。トランスの温度上昇も制約になる。

商用トランスのコアの飽和磁束密度は1.8テスラ程度であり,正弦波なので,これを元に一次巻数を決める。当然,細い線を多数回巻くことになる。導線の抵抗は相対的にかなり大きく,負荷が無くとも電力を消費する。

多くの場合,コアは消磁された状態からスタートし,両ぶりの状態へ移行する。

安全サイドに考えれば,設計最大磁束密度が,起動時にコア材の飽和磁束密度を越えないように配慮する必要がある。

しかし,AC電源メーカは弱い立場なので,小形化を強要すると両振りで飽和磁束を超えないように設計する事例もあるらしい。このようなトランスは,起動の際に,B-Hループが落ち着くまで過大な突入電流が流れることになる。

電子回路でのトランスはコンデンサ整流して,直流を得ることが目的であることが多い。

一般的な設計条件では,出力VAに対し1.5倍のトランス容量(全波整流)が必要である。

トランスの仕様は,正弦波実効値で規定されている。しかしコンデンサ平滑回路においては,電流波形が正弦波ではないので,十分な余裕を見る必要がある。

商用周波数トランスなど,選択指針を持たない若いエンジニアは多いが,設計手法はそのままMHz近くで動作するパルストランスの設計にも通じるのである。

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2008年2月 4日 (月)

点光源LED

_1991 ←冬の花。もう一月も咲いている。夜や寒いときには花が開かない。そのような戦略で1cmくらいの花を長く咲かせている。

点光源LED。

点光源と形容詞がわざわざ付いているからには,点光源LEDの方がマイナーである。

アナログエンジニアが破壊調査を行った範囲では,通常のLEDは光学的センターに電極を持ち,外周に反射板を持ち,その中間領域のリング状の部分が発光領域である。

点光源LEDが必要な場合は,レンズなどで集光する場合である。通常のLEDであると光軸を正確に合わせると,像面中央部が暗くなる。

普通は,像面にLEDの発光パターンの縮小像を生成する設計を行うが,それでもリング状の光源は扱いにくい。

点光源LEDの光源径は一般的に50-150μmである。発光中心は光軸を含む。

精密光学系で,不可解なことが起こればまず光源の特性をミクロに調べるべきである。一般のLED光源はサークライン状の光源である。LEDのパッケージはアクリル系の樹脂なので,その気になればチップパターンと反射板の構造を見ることができる。

面光源の扱いは普通の光学教科書に載っていないが,アナログエンジニアは授業料を払って!!点光源LEDの必要性を実感した。

光源中心部の輝度がどこまで実用的に絞れるか。レーザーLEDを使うまでの必要性のない光学系では点光源LEDは貴重な存在である。

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2008年2月 2日 (土)

着弾分布アーチェリー

Photo 最近の私の30mでの着弾分布。

平均36射280点くらい。

ここのところ近距離で射っているので,仲間達と出会うことは少ない。

理由は,この着弾分布にしっかりと現れている。108射のデーターである。

得点のピークは9点であるが,下は3点が1射ある。これだと1%程度の確率で70mで畳を外す。

分布の形はχ2乗分布に近いか。高得点は可能だと思うが,ばらつきの幅を減らさないと300点コンスタントUPは難しいだろう。

4点,3点の射では自覚症状がある。身体バランスの悪い状態で発射したときだ。

身体的の寸法関係で,コンパウンドボウのリリーサをリストタイプに変えた。12月後半から1月前半は長風邪の影響でまともに射てる状況ではなかった。

リストタイプのリリーサは手首が基準点になる。アンカーは指。したがって,指と手首が一直線になっていることが必要だ。人指し指でトリガをかけるのだが,その位置も毎回感触が違う。

ふーむ,しばらくは一人きりの射場で,短距離で望遠鏡を見ながら,練習するか。

風邪のブランクからようやく108社+α射てるような状態に戻った。春の記録会で144射1000点:ブロンズバッジが欲しいのだけど,間に合うかな。

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2008年2月 1日 (金)

フォトインタラプタ1

フォトインタラプタは,1mm程度以下の位置決め,多くは0.05mm~0.3mm程度の位置検出に使用される。

フォトインタラプタの受光素子は大抵はかなり移動方向に対して幅が狭く,細長の形状をしている。

光電式なので,環境温度変化や光源の汚れ,フォトトランジスタの温度変化(低温側で感度が下がる)を考慮して,遮蔽光が少ないところでON-OFFするように周辺回路の定数を定める。

このため,多くのケースでは,受光素子の幾何学的中央でなく,全遮蔽に近い側が検出位置になる。

受光素子の形状が細長であるので,遮蔽版が傾いているとその分位置再現が低下するとともに,細かいピッチでのON-OFFに対して不利になる。

遮蔽板が著しく斜めにカットされた設計を見たことがある。恐らくは新人の機械屋さんの設計だろう。あまり感心できる設計ではない。

フォトインタラプタの周辺回路はCTR(current transfer ratio)を用いてその定数を決めていく。CTRとはLEDに流す電流と光電流(多くはフォトトランジスタ電流)の比であるが,LEDの経年的光量減少や光検出器の温度などによる感度変化を考慮して,確実にONになるように回路定数を決めていく。初心者がミスを犯しやすい定数決定が行われる。

最近では,信号処理の方で受光ICとなっている場合も多く,この場合は何も考えることはない。フォトインタラプタの設計においても,またブラックボックスの部分が増大していく。

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